／原厂理论精粹／
300B扩大机之稳压电源设计及计算
J.C. Verdier
李建德编译
主编按：这是一篇由知名真空管机设计者J.C. Verdier在前年发表的文章，原文题目为「Design and Easy Calculation of a Regulated Power Supply For a 300B Stereo Amplifier」。本刊「铭器博物馆」专栏主笔李建德在熟读这篇文章之后，发现其中有许多观念相当值得深入讨论，所以将它翻译整理后与大家分享。本文所有文字翻译、图片已经取得J.C. Verdier老先生授权刊登。
在推挽扩大机中，电源供应电路的工作可藉由输出组件的对称安排，轻易地消除内部哼声。再者，如果此推挽扩大机是纯A类操作，则偏压电流固定，电源供应电路的电压将不会随音乐的律动而起浮。因此，就电源供应电路而言，纯A类推挽扩大机并无多大的挑战性。
但是对于日益流行的单端三极管扩大机来说，这可说是另一回事。在这些扩大机当中，内部寄生哼声会经由管子的内部阻抗感应至输出变压器（请参阅图1）。假设内部哼声是100mV，在扩大机输出端就会有4.5mV的哼声电压。当然，这绝对是不可忽视的，特别在搭配使用高效率喇叭时更是如此。
古老的解决之道在于加上更多的滤波电容，如此电路尚可顺畅工作；或是增加扼流圈的电感效力，但如此一来则可能因增加了电源供应电路之内部阻抗，而使情况不良。在此，电源供应电路内部阻抗的思索，将引领我们去考虑这第二重点。
让我们设想以一尚未切削失真最大之正弦波讯号来驱动一单端输出级。讯号的正半波进入真空管栅极引发管内电流增加，并造成电源供应电路最大消耗功率的产生，然后负半波讯号使得管内电流递减直到截止状态，此时最大消耗功率再次发生。
到底功率打哪儿来？显而易见地，功率是从储存在输出变压器初级线圈电感内的能量释放而来。
Q=1/2 LI2
这可类同于汽车之高压线圈点火装置。为求最佳状态，输出变压器必需拥有足量的电感能量，而电源供应电路则必需能快速有效率地补充此初级线圈的电感能量。
在你的爱车上，一切都没问题，因为车上电池够勇够猛，而且充电电流涛涛不绝。但说到扩大机，难题又来了。举例而言，一个容量100μf的储能电容在频率20Hz时将会显现80Ω的阻抗，而这是完全不可忽略的（请参阅图2）。
借着将哼声降低至低于热噪音电平之下，并提供在所有音频范围内小于1Ω的内部阻抗，稳压电源供应电路可以解决上述两者问题。
稳压电源供应电路之理论（Principle of the Regulated Supply）
我们的稳压电源在整流及滤波方面仍采传统方式设计，但供给扩大机之高电压电流则是经由电力调整管「Ballast」管所提供（请参阅图3）。
现探讨用于稳压电路之Ballast管，是由一些低屏级阻抗三极管所并联构成的双三极管（6080，6AS7，6336），此管的栅极将由一电压比较电路所控制。此电压比较电路会将电源之实时高压值，与另一由稽纳二极管或一些稳压管（85A2，OA2，OB2……）所提供之参考电压值作比较。
于是实时地，电源供应电路之高电压便经由调节回路的不断修正而稳定。然而事情并非如此完美，总是还有一些内部寄生哼声及导因于负载效应的电压变异存在。就让我们一起思索，如何将这些无可避免的负面因素尽可能地消除降低。
设计一组可提供400V─250mA的电源供应器（Design of A 400V─250mA Supply）
〈图4〉是一个简易的稳压回路，但省去一些诡谲且重要的组件部份，此部份待会我们会再详加探讨，以达完善的电路设计要求。〈图3〉所示的方块电路图，在此被转换成实际的电子电路组件以进行讨论：
The Ballast Tube「T1」为6080双三极管，是一支特别设计用于此途的真空管。而「T2」管（EF184）是一般作为射频放大器的锐截止五极管，在此它也可以有完美的角色发挥。电阻「R2」及「R3」为此锐截止五极管提供帘栅极的偏压，并为参考电压提供者稽纳二极管供给偏流，R1则是此五极管的屏极负载。可变电阻「P1」则扮演分压器的角色，提供即将输出之部份高电压与参考电压作比较。
让我们试作以下习题，为一立体声300B扩大机试作一组可提供工作电压400V及工作电流250mA之稳压电源供应器。
Ballast管「T1」的计算（Calculation of the Ballast『T1』）
〈图5〉展示的是6080双三极管的半结构，单三极管基本电路系统。因这些管子的控制栅极都有一紧密搭桥，且落在非常靠近阴极的地方，于是因之而起的栅极电流可就变得很麻烦。对老管子来说，这尤其是个问题。
因此，我们必需要慎重地让栅极的瞬间电压维持在一相对负压，而这也指出了第一个限制：此偏压必需高于-40V。这同时表示即使在最差状况下，也就是当插座电压产生了10％的压降时，屏极与阴极间的压差不得低于100V。
于是，整流与滤波后的高电压就必需是：
UF=UR+UT1=400V+100V=500V
现在我们可以发现，当插座电压产生10％的压升时，整流滤波后的高电压将会达到：
（500V╳120％）/100％=600V
在此情形下，Ballast管屏极与阴极间的压差将会是：
600V-400V=200V
这造成在总输出电流是250mA下，50瓦之耗损功率：
200V╳250mA=50W
我们可以立即看出，即使考虑的上述情况有些极端，此功率需求仍将迫使我们选用数支6080管平行并联使用。因为每一半6080管只能承担1W的耗损功率，二支6080管（4个三极结构）则可承担52W的耗损功率。不过，这只是恰好足够，还没考虑安全系数。
对基本电路〈图4〉的改进之道在于增加一个电阻，与6080管并肩平行并联以负担部份输出电流（请参阅图5）。此并联电阻的选择，必需要将6080管250V的屏极─阴极最大耐压放在心上。过高的电压将导致阴极涂布层的损害而使管子永久挂毙。
同时也必需注意，电源一来时，由于300B是直热灯丝管，而6080是属慢燃─旁热阴极管，所以若无此并联电阻「R4」保护，在工作启动不一的情形下将会使插座电压产生10％压升的最坏情况，而使横跨在Ballast管二端的高电压提升至不可收拾的600V。
由于二支单端300B的正常工作电流约为150mA，所以「R4」就必需在此电流通过时同时承担250V的耐压。
R4=250V/150mA=1.7KΩ
当高压刚上升时，流经6080的电流将会显著地降低，进而调解Ballast管所发生的功率损耗。所以当插座电压产生10％压降时：
IR4=UT1/R4=100V/1.7KΩ=59mA
Ballast管所发生的功率损耗将是：
PT1=100Vx(250-59)mA=100Vx191mA=19.1W
正常插座电压时：
UF=550V
UT1=UF-UR=550V-400V=150V
IR4=UT1/R4=150V/1.7KΩ=88mA
Ballast管所发生的功率损耗将是：
PT1=150Vx162mA=21.3W
再回算插座电压产生10％压升的情况：
UF=600V
UT1=UF-UR=600V-400V=200V
IR4=UT1/R4=200V/1.7KΩ=117mA
因而流过6080管的电流变成：
250mA-117mA=133mA
Ballast管所发生的功率损耗将是：
PT1=200Vx133mA=26.6W
显然，单从功率损耗的需求来看，只用一支6080即够；然而对安全系数的考虑及下列二个理由，都使我们必须谨慎的选择使用二支6080管。
一、 从内部寄生哼声的考虑及降低电源供应器的内阻来看，使用二支6080管都会对此有所改善。
二、 6080管之间的差异性可能会令你大感讶异。要找到任何二支6080管与管配对，亦或单管内极与极之间能配对，那是在「作梦」！因此，我们必须在每个三极结构的阴极串接一平衡电阻。〈图6〉是SOVTEK所公布的规格表，可提供我们有用的参考数据。对四组平行并联的三极结构而言，若忽略一些额外防备的考虑，最大的功率容量是：单三极结构7.4W，以及四重结构29.6W，这就符合我们所要的安全所需了。
在每个阴极串接一100Ω平衡电阻，将会增进总功率容量至：
9.5W╳4=38W
这项安排是我们所要作的第二步改善（请参阅图9）。
差动放大器的设计（Design of the Differential Amplifier）
EF184管在一般正常使用下，其互导值是15000micro-mhos。在这里，因我们的特殊连接方式，使得此五极管仅有很少的电流流过，所以互导值将会大大的降低。差动放大器在此不做计算，将以经验法则作估算，但我们仍然关心增益的大小及稳压调节率。根据经验法则，最大增益将会随着调整可变电阻值为1MΩ的「R1」而获得。
另一方面，因无任何的实质影响，可将流经此五极管的电流忽略不计，「R2」及「R3」的值及稽纳参考电压则可计算求得。
稽纳参考电压的选择（Zener Reference Voltage Choice）
当电压愈高，存在电路内的电位压就愈多，这是无可避免的情形。因为UR=UR1+UT2+UZ，稽纳二极管的电压将取决于「R1」的跨压及「T2」的屏阴极电压。考虑即将使用的电子零件，我们必须要为此五极管设计提供一合理之操作电压。由此角度思考，即使是牺牲一些稳压调节效率，经「P1」而供给「T2」栅极的校正电压也必须要限定在特定数值。
当正常插座电压时，屏极电压会是多少呢？先前我们已估算过，在正常插座电压时，流经四支6080的电流是162mA（每支三极管40.5mA），屏阴极电压是150V。参阅〈图8〉的曲线图，可容易看出栅极电压将必须是-70V，因此EF184的屏极电压将会是：
UR-70=400V-70=330V
假如我们欲将EF184的屏阴极电压差保持在200V，将可得130V的稽纳参考电压（330V-200V），因62V的稽纳二极管是常用且容易取得。我们可串联二颗而得：
UZ=62V╳2=124V
「R2」及「R3」的值将会决定流经稽纳的电流。此处必须非常谨慎小心，因为稽纳二极管很不耐热，必须重视制造商所提供之功率因素。
我们使用B2X85C二极管，他们的规格是1.3W，或是二个2.5W，乘以5当作安全系数。我们只让二个二极管消耗0.5W，也就是每个0.25W。此时流过的电流是：
P/UZ=0.5W/126V=4mA
R2+R3=UR-UZ/4mA=69KΩ
我们可选用二个39KΩ的电阻，此时每个二极管将消耗0.22W并流过3.5mA。
我个人认为就噪音及内阻来看，新式的稽纳二极管都要比辉光放电管来得好，然而在它们旁边并联一高容量电容亦是绝对需要的。我们使用一颗100μF的电解电容（C4）并上一颗0.47μF的pp电容（C3）。这就将基本电路〈图4〉升级改良至〈图10〉，也是我们所要进行的第三步改善。旁路电容可消除稳压输出端的内部寄生哼声，而且是绝对有效的，但若是为辉光放电管加旁路电容，则会引发成一绝佳的锯齿波振荡器，这当然是行不通的啦！
扼流圈的排除不用（Choke Filter Elimination）
以上稳压电路的逐一讨论并未详细谈及整流与滤波问题。一个好的稳压器，可以让我们省去扼流圈的使用，并且在整流后仅需使用一个滤波电容。
整流与滤波后的电压经「C5」及可变电阻「R5」跨上EF184的第二栅极，这个电容必须要在频率100Hz（或美规120Hz）时阻抗可忽略，我们选用0.47μF当作C5。再增加电容量并不能有效的提升效果，而R5则可让我们作微调补偿。这就是第四步改善，可以让我们趋近做出最好的稳压电路，请参阅〈图11〉。
最后，还有一招简单的方法可再行改善。我们在可变电阻「P1」上端及可变端再加上电容「C6」，于是乎在UR端所产生的任何细微电压变动，都将直接导入T2的栅极再进行修正。这是第五步，同时也是最后一步的改善，请参阅〈图12〉。
结论
以上所有欲使稳压供电器能工作更好的努力没有白费，因为好处在量测之下完全显现。检测的实例取于一部立体单端300B扩大机，以二支6BQ5为输入驱动级，实际供给电流正是250mA，输出电压400V。
〈图13〉的曲线表示稳压范围。由Auto-Transformer供给电源变压器初级电压，范围是160V─250V循序变化增加，而输出电压则能保持在400V固定不动（250V是我们的Auto-Transformer之高压限制，往上应尚有空间）。对这20％（±10％插座电压异动）的顾虑范围已安全涵盖，虽然这些情况平常并不会发生。（译者注：对本地而言则不然，我们的插座电压往往会有5％─8％的压差，通常是压降较多。另外请注意，作者所处的法国正常插座电压属欧规220V，而非美规120V，但无损文章探讨之内容）
经验法则告诉我们，当哼声电压低于10mV时，就无损于扩大机的讯噪比。当插座电压产生差不多12％的压降时，哼声才会变得明显。若考虑此差异，则仍属稳压器的安全工作范围。实测结果告诉我们上列计算的可靠度，可供我们用于设计其它电源供应器。
最后，相对于频率变化所测得之内阻曲线〈图15〉。扩大机以频率变化从20Hz─10KHz的正弦波驱动，作最大功率输出。微电压表经一100μF电容搭在UR测量，此电容容量够大而不会影响我们的测量。在20Hz时，此稳压电源供应器的内阻小于0.35Ω，必需要用22,000μF的滤波电容方能达此效果。这显示了在大约相近的成本花费之下，稳压电路可得更好更多的改善，结果是相当令人满意的。■
R1电阻另行处理的争论
有些人反应，对五极管的屏极电阻R1可作另外的供电安排。
第一种变动方法：屏极电阻连接在稳压之前。即UF在此种情况之下，屏极电压UF高于原先的电压UR，因而流经五极管的电流也会增加，结果是造成此管的互导值提升，因之效率参数亦随着增加。
这是好处，但不幸的是，原本不存在于UR的哼声却会跑出来。
第二种变动方法：屏极电阻连接在另增之外部电源。假如此辅助电源是滤波纯净的，那就绝对有改善。然而为求此果，我们又必需要在原先的计划范围内增加不少复杂度，因此不考虑这样做。
图2：100μf电容的阻抗反应/频率曲线图
